一些基本原理
图1a显示了一个非轨到轨放大器的框图。输入端控制gm模块，gm模块再驱动增益节点，最后经缓冲输出。补偿电容Cc是主要的频率响应元件。如果有接地引脚的话，Cc回路应该接到地。然而一般运放没有地，电容电流只能返回到一个或两个电源端。
图1a：典型的非轨到轨运放拓扑。
图1b：典型的轨到轨运放拓扑。
图1c显示了理想放大器的频率响应，虽然它们在电气结构上有所区别，但具有相似的行为。由gm和Cc形成的单极点补偿电路提供的单位增益带宽乘积频率GBF=gm/(2pCc)。这些放大器的相位延迟从-180°降至GBF/Avol附近的-270°，其中Avol是开环放大器直流增益。对远高于这一低频的频率来说，相位维持在-270°。这就是有名的“主极点补偿”，其中Cc极点主导响应，并隐藏了有源电路的各种频率限制。
图1c：运放的理想化频率响应。
图2显示了LTC6268放大器的开环增益和相位响应与频率的关系。这是一款很小巧的500MHz放大器，支持轨到轨输出，并且只有3fA的偏置电流，是展示真实放大器行为的一个极好例子。主补偿电路的-90°相位延迟从大约0.1MHz开始，在约8MHz时达到-270°，但在30MHz以上将越过-270°。在实际应用中，由于额外的增益级和输出级电路，所有放大器除了基本的主补偿延迟外，都还有高频相位延迟。典型的额外相位延迟从大约GBF/10开始。
图2：LTC6268的增益和相位与频率的关系。
另外一个较少讨论的主题是增益余量，虽然它与参数一样重要。当在某些高频点相位余量为零时，如果增益至少1V/V或0dB，那么放大器就会振荡。如图2所示，当相位减至0(或360°的倍数，或图中所示的-180°)时，1GHz附近的增益约为-24dB。这是一个非常小的增益。在这个频率点不会发生振荡。在实际使用中，一般至少需要4dB的增益余量。
非完全补偿放大器(DecompensatedAmplifiers)
图3：LT6230-10增益和相位与频率的关系。
观察发现，当闭环增益比最小稳定增益更高时，所有的放大器都将更加稳定。即使1.5的增益也会使单位增益稳定的放大器变得更加稳定得多。
图5a：减小Cpar效应的方法；增加了Rin的同相放大器电路。
图5b显示了反相配置。Rg同样执行环路衰减同时又不改变闭环增益。在这种情况下，输入阻抗不会因“Rg”而改变，但噪声、偏移和带宽会变糟。
图5b：减小Cpar效应的方法；反相配置。
图5c:减小Cpar效应的方法；补偿同相放大器中Cpar的优选方法。
图5d：减小Cpar效应的方法；针对反相放大器的等效Cpar补偿电路。
负载问题
图6：LTC6268在三种增益条件下输出阻抗与频率的关系。
=0.577或-4.8dB。乘上环路增益，可以得到360°和+0.2dB增益，再次振荡。50pF似乎是迫使LTC6268振荡的最小负载电容。
输出极点增益是
0.026。在未加载开环增益为10时，在振荡频率点的环路增益为0.26，因此这次没有发生振荡，至少没有发生由简单输出极点造成的振荡。这样，我们就通过提高闭环增益将可以忍受的负载电容从50pF增加到了500pF。
未端接的传输线也是很不好的负载，因为它们呈现疯狂地随频率重复的阻抗和相位变化(见图7中未端接9英寸电缆的阻抗)。如果放大器可以在一个低频谐振点安全地驱动电缆，那么随着自己相位余量的减少，它就很可能在某个更高的频率点振荡。如果电缆必须无端接，那么与输出串联的“后匹配”电阻可以隔离电缆的基本阻抗变化。另外，即使来自电缆未端接末端的瞬时反射返回放大器，后匹配电阻如果其值匹配电缆特征阻抗的话也能正确地吸收这个能量。如果后匹配电阻不匹配电缆阻抗，一些能量将从放大器和终端反射回未端接末端。当能量到达末端时，又会再次高效地返回放大器，因此就有了一连串来回反弹的脉冲，只是每反弹一次都会有所减弱。
图7：未端接同轴电缆的阻抗和相位。
图8显示了一个更加完整的输出阻抗模型。其中Rout项与LTC6268中讨论的一样是30Ω，并且我们还增加了Lout这一项。这是物理电感和电气等效电感组合成的一个项。物理封装、绑定线和外部电感可增加5至15nH，封装越小电感量也越小。另外，对任何放大器来说都有一个电气上产生的20－70nH范围的电感，特别是采用双极性器件。输出晶体管的寄生基极电阻被器件的有限Ft转换为了电感。
图8：放大器输出阻抗的电感部分。
危险在于Lout可能与CL发生相互作用并形成一个串联谐振调谐电路，该电路的阻抗可能跌至环路和潜在振荡之内没有更多相位延迟的话Rout将无法驱动的水平。例如，设Lout=60nH和CL=50pF。谐振频率是
92MHz，完全在LTC6268的通带内。这种串联谐振电路会有效地加载谐振点的输出，极大地改变谐振点附近的环路相位。遗憾的是，Lout在放大器数据手册中一般不会提到，但有时可以在开环输出阻抗图中看到它的影响。一般来说，这种影响对于带宽在50MHz以下的放大器来说不是很重要。
图9显示了一种解决方案。Rsnub和Csnub形成所谓的“阻尼器”，它的目标是降低谐振电路的Q值，以便放大器输出端不会形成很低的谐振阻抗。Rsnub一般在谐振点的CL电抗处取值，在本例中为-j35Ω，以便将输出谐振电路的Q值拉低至1左右。Csnub经调整要在输出谐振频率点完全插入Rsnub，也就是Csnub的电抗成份cl。csnub=10*CL很实用。Csnub可在中低频时特别是直流时卸载放大器。如果Csnub非常大，那么放大器在中频或低频时将因Rsnub而加重负载，增益精度、闭环带宽和失真可能变差。不管怎样，只需少量调整，这个阻尼器对改进电抗负载而言就是非常有用的，但它必须凭经验进行调整。
图9：使用输出阻尼器。
奇怪的阻抗
许多放大器在高频时都呈现出输入阻抗怪事。两个输入晶体管串联的放大器更是如此，就像达林顿管那样。许多放大器的输入端都有一个npn/pnp晶体管对，其频率方面的行为与达林顿管非常相似。在远大于GBF的频率点，输入阻抗的实数部分会变负值。电抗性源阻抗将与输入电容和电路板电容一起谐振，而负的实数分量将加剧振荡。当从未端接电缆驱动时，这也可以允许在许多重复性的频率点振荡。如果输入端不可避免使用长电感线，可以用一连串吸能电阻分段，或在放大器输入脚安装一个中等阻抗的阻尼器(约300Ω)。
电源
需要考虑的最后一个振荡源是电源旁路电容。图10显示了一部分输出电路。Lvs+和Lvs-是封装、IC绑定线、旁路电容物理长度(跟任何导体一样也是电感性质)以及电路板走线电感串联起来的必不可少的电感。另外包含在内的还有将局部旁路电容与电源总线余下部分(如果不是电源层的话)连接在一起的外部电感。虽然3-10nH看起来不多，但在200MHz时也有3.8到j12Ω。如果输出晶体管传导的是大的高频输出电流，那么在电源电感上将产生压降。
图10：电源旁路电容细节。
放大器的其余部分需要安静无干扰的电源，因为一定频率之上它就不能抑制电源了。在图11中我们可以看到LTC6268在不同频率处的电源抑制比(PSRR)。因为补偿电容与所有没有接地引脚的运放中的电源有关，它们会将电源噪声耦合进放大器，gm必须能够消除这个噪声。由于补偿的原因，PSRR可以减小1/f，过了130MHz后电源抑制实际上变成了增益。
图11：LTC6268电源抑制比与频率的关系。
由于在200MHz时PSRR表现为增益，输出电流会干扰LV电感内的电源电压，并通过PSRR放大变成强大的放大器信号，进而驱动输出电流，形成内部供电信号等，并致使放大器振荡。这是为何所有放大器电源必须仔细用低电感走线和元件旁路的原因。另外，电源旁路电容必须比任何负载电容大得多。
如果我们考虑500MHz左右的频率，那么3-10nH将变成Ω至Ω。这么高的值足够让输出晶体管独自在其电感和IC元件电容内振荡，特别是在晶体管gm和带宽增加形成更大输出电流时。由于今天的半导体制造工艺采用的晶体管带宽非常高，所以需要特别注意，至少在大输出电流时。
本文小结
总之，设计师需要考虑与每个运放端子以及负载自然特性相关的寄生电容和电感。通常所设计的放大器在标称环境中是非常稳定的，但每种应用需要自己去分析。
